Design af aktuel modebaseret oscillator til klasse D lydforstærkere: 6 trin

2024 Forfatter: John Day | [email protected]. Sidst ændret: 2024-01-30 08:25

I de senere år er klasse D lydforstærkere blevet den foretrukne løsning til bærbare lydsystemer som MP3 og mobiltelefoner på grund af deres høje effektivitet og lave strømforbrug. Oscillatoren er en vigtig del af klasse D lydforstærkeren. Oscillatoren har en vigtig indflydelse på forstærkerens lydkvalitet, chip -effektivitet, elektromagnetisk interferens og andre indikatorer. Til dette formål designer dette papir et strømstyret oscillator kredsløb til klasse D effektforstærkere. Modulet er baseret på den aktuelle tilstand og implementerer hovedsageligt to funktioner: Den ene er at levere et trekantet bølgesignal, hvis amplitude er proportional med strømforsyningsspændingen; den anden er at tilvejebringe et firkantbølgesignal, hvis frekvens er næsten uafhængig af strømforsyningsspændingen, og kvadratbølgesignalets driftsforhold er 50%.

Trin 1: Princip for nuværende oscillator

Oscillatorens arbejdsprincip er at styre opladning og afladning af kondensatoren ved hjælp af strømkilden gennem MOS -switchrøret for at generere et trekantet bølgesignal. Et blokdiagram over en traditionel strømtilstand baseret oscillator er vist i figur 1.

Design af aktuel modebaseret oscillator til klasse D lydforstærkere

I fig. 1, R1, R2, R3 og R4 genererer tærskelspændinger VH, VL og en referencespænding Vref ved at dividere en spænding af en strømforsyningsspænding. Referencespændingen ledes derefter gennem en LDO -struktur af forstærkere OPA og MN1 for at generere en referencestrøm Iref, der er proportional med forsyningsspændingen. Så der er:

MP1, MP2 og MP3 i dette system kan danne en spejlstrømskilde for at generere ladestrøm IB1. Spejlstrømkilden sammensat af MP1, MP2, MN2 og MN3 genererer en afladningsstrøm IB2. Det antages, at MP1, MP2 og MP3 har samme bredde til længdeforhold, og MN2 og MN3 har samme bredde til længdeforhold. Så er der:

Når oscillatoren arbejder, under opladningsfasen t1, CLK = 1, oplader MP3 -røret kondensatoren med en konstant strøm IB1. Derefter stiger spændingen ved punkt A lineært. Når spændingen ved punkt A er større end VH, sættes spændingen ved udgangen på cmp1 til nul. Det logiske kontrolmodul består hovedsageligt af RS-flip-flops. Når output fra cmp1 er 0, vendes outputterminalen CLK til et lavt niveau, og CLK er et højt niveau. Oscillatoren går ind i udladningsfasen t2, på hvilket tidspunkt kondensatoren C begynder at aflade ved en konstant strøm IB2, hvilket får spændingen ved punkt A til at falde. Når spændingen falder under VL, bliver udgangsspændingen på cmp2 nul. RS flip-flop vender, CLK går højt, og CLK går lavt, og fuldfører en periode med opladning og afladning. Da IB1 og IB2 er ens, er kondensatorens opladnings- og afladningstider ens. Den stigende kanthældning af A-punkts trekantbølge er lig med den absolutte værdi af den faldende kanthældning. Derfor er CLK -signalet et firkantet bølgesignal med et driftsforhold på 50%.

Udgangsfrekvensen for denne oscillator er uafhængig af forsyningsspændingen, og amplituden for den trekantede bølge er proportional med forsyningsspændingen.

Trin 2: Implementering af oscillator kredsløb

Oscillator kredsløbets design designet i dette papir er vist i figur 2. Kredsløbet er opdelt i tre dele: et tærskelspændingsgenererende kredsløb, et opladnings- og afladningsstrømgenererende kredsløb og et logisk styrekredsløb.

Design af strømtilstandsbaseret oscillator til klasse D lydforstærkere Figur 2 oscillatorimplementeringskredsløb

2.1 Tærskelspændingsgenereringsenhed

Tærskelspændingsgenererende del kan udgøres af MN1 og fire spændingsdelende modstande R1, R2, R3 og R4 med ens modstandsværdier. MOS -transistoren MN1 bruges her som en switch -transistor. Når der ikke indføres noget lydsignal, sætter chippen CTRL -terminalen lav, VH og VL er begge 0V, og oscillatoren holder op med at arbejde for at reducere det statiske strømforbrug i chippen. Når der er et signalindgang, er CTRL lav, VH = 3Vdd/4, VL = Vdd/4. På grund af komparatorens højfrekvente drift, hvis punkt B og punkt C er direkte forbundet til komparatorindgangen, kan der genereres elektromagnetisk interferens til tærskelspændingen gennem MOS -transistorens parasitære kapacitans. Derfor forbinder dette kredsløb punkt B og punkt C med bufferen. Kredssimuleringer viser, at brugen af buffere effektivt kan isolere elektromagnetisk interferens og stabilisere tærskelspændingen.

2.2 Generering af ladnings- og afladningsstrøm

Strøm proportionel med forsyningsspændingen kan genereres af OPA, MN2 og R5. Da forstærkningen af OPA er høj, er spændingsforskellen mellem Vref og V5 ubetydelig. På grund af kanalmoduleringseffekten påvirkes strømmen af MP11 og MN10 af kilde-afløbsspændingen. Derfor er kondensatorens ladnings-afladningsstrøm ikke længere lineær med forsyningsspændingen. I dette design bruger det nuværende spejl kaskodestruktur til at stabilisere kildeafløbsspændingen på MP11 og MN10 og reducere følsomheden over for strømforsyningsspændingen. Fra et AC -perspektiv øger kaskodestrukturen outputmodstanden for den aktuelle kilde (lag) og reducerer fejlen i udgangsstrømmen. MN3, MN4 og MP5 bruges til at tilvejebringe en forspænding til MP12. MP8, MP10, MN6 kan levere forspænding til MN9.

2.3 Sektion for logisk kontrol

Outlet CLK og CLK af flip-flop er firkantede bølgesignaler med modsatte faser, som kan bruges til at styre åbning og lukning af MP13, MN11 og MP14, MN12. MP14 og MN11 fungerer som koblingstransistorer, der fungerer som SW1 og SW2 i figur 1. MN12 og MP13 fungerer som hjælpeledninger, hvis hovedfunktion er at reducere ladninger og afladningsstrømmer og eliminere fænomenet med skarpe optagelser af trekantede bølger. Sharp-shoot-fænomenet skyldes hovedsageligt kanalindsprøjtningseffekten, når MOS-transistoren er i tilstandsovergangen.

Forudsat at MN12 og MP13 fjernes, når CLK overgår fra 0 til 1, tændes MP14 til slukket tilstand, og den nuværende kilde sammensat af MP11 og MP12 tvinges til at indtaste det dybe lineære område fra mætningsområdet øjeblikkeligt og MP11, MP12, MP13 are Kanalopladningen trækkes ud på meget kort tid, hvilket forårsager en stor fejlstrøm, hvilket forårsager en spidsspænding ved punkt A. Samtidig hopper MN11 fra slukket tilstand til tilstanden tændt, og nuværende lag sammensat af MN10 og MN9 går fra det dybe lineære område til mætningsområdet. Kanalkapacitansen for disse tre rør oplades på kort tid, hvilket også forårsager en stor Burr -strøm og spids -spænding. På samme måde, hvis hjælpeledningen MN12 fjernes, genererer MN11, MN10 og MN9 også en stor fejlstrøm og en spidsspænding, når CLK hoppes. Selvom MP13 og MP14 har samme bredde-til-længde-forhold, er gate-niveauet modsat, så MP13 og MP14 tændes skiftevis. MP13 spiller to hovedroller i eliminering af spidsspændingen. Først skal du sikre dig, at MP11 og MP12 arbejder i mætningsområdet under hele cyklussen for at sikre kontinuiteten i strømmen og undgå den skarpe optagelsesspænding forårsaget af det nuværende spejl. For det andet, lav MP13 og MP14 til et komplementært rør. På tidspunktet for CLK -spændingsændringen oplades således kanalens kapacitans for det ene rør, og kanalens kapacitans for det andet rør udlades, og de positive og negative ladninger annullerer hinanden, hvilket reducerer fejlstrømmen i høj grad. På samme måde vil introduktionen af MN12 spille den samme rolle.

2.4 Anvendelse af reparationsteknologi

Parametrene for forskellige partier af MOS -rør vil variere mellem wafers. Under forskellige procesvinkler vil tykkelsen af oxidlaget i MOS -røret også være forskellig, og den tilsvarende Cox vil også ændre sig i overensstemmelse hermed, hvilket får ladnings- og udladningsstrømmen til at skifte, hvilket får oscillatorens udgangsfrekvens til at ændre sig. I design af integreret kredsløb bruges trimningsteknologien hovedsageligt til at ændre modstands- og modstandsnetværket (eller kondensatornetværket). Forskellige modstandsnetværk kan bruges til at øge eller reducere modstanden (eller kapacitansen) til at designe forskellige modstandsnetværk (eller kondensatornetværk). Ladnings- og afladningsstrømmene IB1 og IB2 bestemmes hovedsageligt af den nuværende Iref. Og Iref = Vdd/2R5. Derfor vælger dette design at trimme modstanden R5. Beskæringsnetværket er vist i figur 3. I figuren er alle modstande ens. I dette design er modstanden for modstand R5 45kΩ. R5 er forbundet i serie med ti små modstande med en modstand på 4,5kΩ. Sammensmeltning af ledningen mellem de to punkter A og B kan øge modstanden på R5 med 2,5%, og sammensmeltning af ledningen mellem B og C kan øge modstanden med 1,25%, mellem A, B og B, C. Sikringerne er alle sprunget, hvilket øger modstanden med 3,75%. Ulempen ved denne trimningsteknik er, at den kun kan øge modstandsværdien, men ikke den lille.

Figur 3 netværksstruktur til modstandsreparation

Trin 3: Analyse af simuleringsresultater

Dette design kan implementeres på CSMCs 0,5 μm CMOS -proces og kan simuleres med Spectre -værktøjet.

3.1 Forbedring af trekantet bølge med komplementært koblingsrør

Figur 4 er et skematisk diagram, der viser forbedringen af den trekantede bølge med det komplementære switchrør. Det kan ses fra fig. 4, at bølgeformerne for MP13 og MN12 i dette design ikke har nogen tydelige toppe, når hældningen ændres, og bølgeformens skærpende fænomen forsvinder, efter at hjælperøret er tilføjet.

Figur 4 Forbedret bølgeform af det komplementære koblingsrør til den trekantede bølge

3.2 Påvirkning af strømforsyningsspænding og temperatur

Det ses af figur 5, at oscillatorens frekvens ændres til 1,86%, når strømforsyningsspændingen ændres fra 3V til 5V. Når temperaturen skifter fra -40 ° C til 120 ° C, ændres oscillatorfrekvensen med 1,93%. Det kan ses, at når temperaturen og strømforsyningsspændingen varierer meget, kan oscillatorens udgangsfrekvens forblive stabil, så den normale drift af chippen kan sikres.

Figur 5 Effekt af spænding og temperatur på frekvensen

Trin 4: Konklusion

Dette papir designer en strømstyret oscillator til klasse D lydforstærkere. Typisk kan denne oscillator udsende firkantede og trekantede bølgesignaler med en frekvens på 250 kHz. Desuden kan oscillatorens udgangsfrekvens forblive stabil, når temperaturen og forsyningsspændingen varierer meget. Derudover kan spidsspændingen også fjernes ved at tilføje komplementære koblingstransistorer. Ved at indføre en modstandsnetværkstrimningsteknik kan en nøjagtig udgangsfrekvens opnås i nærvær af procesvariationer. I øjeblikket er denne oscillator blevet brugt i en klasse D lydforstærker.